CLLC谐振变换器原理图,推挽谐振变换器原理及建模
前言
近年来,户外电源(又称为储能电源或移动电源)得到了蓬勃的发展。通常情况下,户外电源利用太阳能或市电将蓄电池充满,在需要用电的情况下再将其放出,为用电设备提供源源不断的电能。一般情况下蓄电池采用24V/48V母线方案,用电设备需求220V AC,所以需要将24V DC转换为220V AC需要DC-AC功率变换环节。由于大多数应用场合所需功率为500W~2000W不等,输入电压为24V/48V,输入侧电流较大,需要选择满足低压大电流的拓扑方案。根据对比发现推挽变换器适合用于前端DC-DC升压环节,同时也满足了电气隔离,提高了供电系统的安全性。为了进一步减小损耗,需要使开关管实现软开关,为此在DC-DC 400V输出侧增加了电容、与变压器漏感串联,实现串联谐振,回路中电流实现过零,通过调节电容和励磁电感参数原边MOS管可以实现ZVS和ZCS,使得DC-DC环节具有高的变换效率。后端采用全桥逆变电路,利用SPWM调制,实现220V AC输出。
内容规划1 推挽谐振变换器原理及建模
2 单相全桥逆变器原理及建模
3 电流前馈P PI双闭环控制
4 电流前馈PI 准PR双闭环控制
5 实验样机测试
1 推挽变换器及推挽谐振变换器的原理(1)推挽变换器
推挽变换器拓扑和工作波形如图1所示。电路中的两个开关管Q1、Q2接在带有中心抽头的变压器初级线圈两端,此电路可以等效为两个完全对称的单端正激变换器。D1、D2为副边整流二极管,L、C为输出滤波电感和滤波电容。在分析时,作出如下假设:
a、 所有功率管、二极管均为理想元件;b、电容、电感均为理想元件;c、 输出电容足够大,C0、RL可以看成一个电压源;d、电路工作在稳态。
(a)推挽变换器拓扑
(b)工作波形
图1 推挽变换器拓扑及工作波形
开关管的换流过程如图2所示。
模态1:Q1导通时,输入电压加在变压器原边上端绕组,Q2承受两倍的输入电压,变压器副边上端绕组电压为nVin,整流二极管D1导通,此期间电源向负载提供能量;
模态2:Q1关断、Q2关断时,整流管D1中电流逐渐减小,D2中电流逐渐增大,直到两管中电流相等(忽略变压器激磁电流),此时变压器可以看作被短路,两开关管承受电源电压,输出功率由输出电容提供;
模态3:Q2导通、Q1关断时,输入电压加在变压器原边下端绕组上,Q1承受两倍的输入电压,变压器副边下端绕组电压为nVin,整流二极管D2导通,此期间电源向负载提供能量;
模态4:Q2关断、Q1关断时,整流管D2中电流逐渐减小,D1中电流逐渐增大,直到两管中电流相等(忽略变压器激磁电流),此时变压器可以看作被短路,两开关管承受电源电压,输出功率由输出电容提供。
图2 开关管换流过程
推挽变换器的相关参数计算方法参考文献[1]。
(2)推挽谐振变换器
推挽谐振变换器拓扑及工作波形如图3所示。为使开关管实现零电压导通和零电流关断(ZVCS),来达到变换器的高效率,就要采用新的电路拓扑和控制方法。提出了一种新型的ZVCS推挽谐振电路拓扑,电路拓扑如图3a所示。该电路由初级MOS管(Q1、Q2),串联LC谐振电路,输出整流器(D1−D4),输出电容(Co)和负载(RL)组成。谐振电感为变压器的次级漏感,Cs1、Cs2为包括MOSFET漏源极结电容在内的并联电容。
(a)推挽谐振变换器拓扑
(b)工作波形
图3 推挽谐振变换器拓扑及工作波形
下面分析电路的工作原理。该电路工作时,工作频率接近于电路LC网络的固有谐振频率。电路有4个工作模态,其等效电路分别如图4的(a)、(b)、(c)、(d)所示,电路工作波形如图3b所示。在分析时,作如下假定:
a、 所有功率管、二极管均为理想元件;b、 电容、电感均为理想元件,Cs1=Cs2=Cs;c、输出电容足够大,C0、RL可以看作为电压源。d、 电路已经进入稳态。
图4 换流过程分析
模态1:t0时刻之前,功率管Q1漏源极并接的电容Cs1已放电到零,t0时Q1导通,则Q1为零电压导通,变压器初级流过电流i1,变压器励磁电流线性增长,副边谐振网络谐振,原边向副边传输能量。此模态中Cs1电压为零,Cs2电压箝位在2Vin。
模态2:t1时关断功率管Q1,此时Q2亦关断,变压器励磁电流对Q1、Q2漏源极并接的电容Cs1、Cs2进行充放电,由于变压器励磁电流足够大,且功率管并接的电容值比较小,充电时间比较短,故可认为充放电时励磁电流大小不变,电容电压为线性变化,Cs1电压由零增加到2Vin,Cs2电压由2Vin减小到零,Q2的反并二极管自然导通。此模态到Vcs2=0时结束。
模态3:与模态1类似,Q2零电压导通,向副边传输能量,Cs1电压箝位为2Vin。
模态4:与模态2类似。
推挽谐振变换器的相关参数计算方法参考文献[1]。
2 基于PSIM的推挽谐振变换器建模本方案采用的PWM控制器为SG3525,内部包括供电、OSC、PWM调节、软启动、保护等单元,内部结构如图5所示。
图5 SG3525内部结构图
pin1和pin2为误差放大器的反相输入和同相输入引脚;pin3为振荡器外接同步信号输入引脚;pin4为振荡器输出引脚;pin5振荡器定时电容引脚;pin6为定时电阻引脚;pin8为软启动时间设置引脚;pin9为PWM比较器信号补偿引脚;pin10为外部故障输入引脚;pin11为PWMA输出引脚;pin12为GND引脚;pin13为Vcc引脚;pin14为PWMB输出引脚;pin15为偏置电源输入引脚;pin16为输出电源基准。
振荡器:一个双门限电压比较器,电压均取自于基准电源,其上门限制Vh=3.9V,低门限值Vl=0.9V,内部恒流源向CT充电,端电压Vc线性上升,构成锯齿波的上升沿,当Vc=Vh时比较器输出反向,充电过程结束,上升时间Trise=0.67RtCt。比较器动作后,放电电路工作,CT放电,Vc下降并形成锯齿波的下降沿,当Vc=Vl时比较器输出反向,放电过程结束,下降时间Tfall=1.3RdCt,完成一个工作周期。
a、脉冲产生模块原理:利用电容的充电/放电特性,设置充电电压的上限与下限比较值,与比较器比较,结合SR触发器控制电容充放电时间,从而产生三角波和振荡器脉冲波形。
b、PWM生成模块:结合工作时序波形和数字电路技术,设计数字电路,生成两路PWM驱动波形。
c、推挽变换器模型
图6为推挽电路的功率级电路模型,为了使仿真更加接近实际情况,原边MOS管并联等效电容200pF(该电容值为MOS管输出电容与PCB上寄生电容,通常取几百pF。),输入并联20mF电容,该电容不影响仿真结果,加在这里目的是为了更加接近实际情况,避免设计时疏忽;变压器采用4绕组变压器(仿真时,开始选用3绕组变压器,仿真结果误差较大,错误为高压侧谐振电流频率与低压侧谐振频率不相同,导致仿真中MOS管D极始终出现较大的尖峰,后来换用变压器,设置合适的参数,问题基本解决,但由于变压器参数没有优化,所以仿真结果不是特别理想);高压侧采用谐振的最大优点就是消除原边MOS的电压尖峰(但是调试中比较麻烦,如果调试不好,很难达到理想效果,有可能适得其反);二极管整流,二极管上会消耗较多的功率,导致二极管发热严重,如果器件选型不合适,高压侧串联谐振,很有可能会降低效率,但消除前级尖峰,会使机器变得更可靠。所以实际设计中会综合各方面因数来考虑设计方案,不能一味的追求某项参数指标。功率电路模型如下:
图6 推挽谐振变换器功率模型
仿真参数:DC输入:40~56V;DC输出:320~430V;输出功率:1000W。
谐振参数:电感37uH,电容220nF。
图7 谐振电流和电容电压
图8 前级开关管漏源电压及沟道电流
图9 前级开关管ZVS
图10 二极管ZCS
图11 输出与输入功率
参考文献[1] 韩锋. 推挽谐振变换器研究[D].南京航空航天大学,2005.
[2] SG3525 Datasheet
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